用于 200 kHz 紫外灯脉冲的低电感分流检测

用于 200 kHz 紫外灯脉冲的低电感分流检测

抽象

紫外固化电源测量的是纳秒级脉冲宽度的100安培脉冲，检测路径中每一纳亨的电感都会转化为电压误差。本文详细分析了电感误差项、500 kHz下10 nH引线的电抗、开尔文连接以及RC滤波器的拐角。随后，本文给出了六条设计规则，可将200 kHz检测回路的误差控制在几个百分点以内。

1. 引言

紫外固化电源需要在三个地方实时供电：逆变器开关、触发变压器和灯弧。逆变器电流的频率为100–500 kHz，瞬态边长为纳秒级。

点火脉冲电流可达数十安培，上升时间不到微秒，电弧电流在击穿时骤降。一个传感器覆盖所有三个节点，该传感器即为分流电阻。

共同的问题是电感。检测回路会将有效的电流信号转换为电压误差，并且误差会随着所测量脉冲的转换速率而增大。

本文涵盖了误差计算、200 kHz 的工作示例、四个现场痛点，以及将误差控制在几个百分点以内的布局和组件规则。

2. 核心机制

2.1 归纳误差项

该检测路径表现为一个由并联电阻和回路电感组成的串联网络。其输出电压为：

ΔV = L_loop × di/dt

其中 ΔV 为感性误差电压，L_loop 为电流路径加上检测回路的总电感，di/dt 为脉冲的电流转换速率。

在 1000 A/µs 的电流下，10 nH 的线圈产生 10 V 的电压。所需的信号为 50–100 mV，因此误差比测量值本身大 100–200 倍。

回路几何形状决定了 L_loop 的值。分流器周围的宽回流路径相当于一个单匝空芯电感器，它会拾取它正在测量的脉冲信号。

2.2 导线在 500 kHz 时的电抗

即使脉冲边沿不是问题所在，引线电感也会使开关频率下的读数失真：

X_lead = 2πf × L_lead

其中 X_lead 为电抗阻抗，f 为被测频率分量，L_lead 为并联导线和线路的串联电感。

10 nH 的导线在 500 kHz 时产生 31 mΩ 的电阻。对于 1 mΩ 的并联电阻，该电抗是电阻的 31 倍，因此读数存在 90° 的相位误差。

如此大的相位误差会消耗电流环路的相位裕度，导致环路开始以开关频率振荡。

2.3 开尔文联系

四端连接将电流路径与电压检测路径隔离。这样，检测导线几乎不承载任何负载电流：

V_sense = I × R_shunt + L_body × di/dt

其中 V_sense 为开尔文抽头处的电压，I 为负载电流，R_shunt 为并联电阻，L_body 为电阻体自感，di/dt 为电流转换速率。

检测支路中只剩下电阻本体，因此引线项和回路项在等式中可以忽略不计。采用短而宽的端接方式的平面箔片或厚膜电阻本体，可将 L_body 的值控制在纳亨级以下。

在实际硬件中，从两端检测到四端检测，总检测电感大约降低了一个数量级。

2.4 滤波器拐角和自谐振

抗混叠滤波器位于开尔文抽头和放大器输入端之间。它的拐角由滤波电阻和电容构成：

f_c = 1 / (2π × R_filter × C_filter)

其中 f_c 为截止频率，R_filter 为串联滤波器电阻，C_filter 为放大器输入端的滤波器电容。

该电容器并非理想电容器，其自身的电感会产生第二个值得关注的频率：

f_SR = 1 / (2π √(L_ESL × C_filter))

其中 f_SR 为自谐振频率，L_ESL 为电容器的等效串联电感，C_filter 为滤波器电容。

一个具有 10 nF 电容和 10 nH 等效串联电感的电容器在 16 MHz 时谐振。高于该频率时，电容器表现得像一个电感器，滤波器反而会放大它原本要滤除的噪声。

点火谐波落在 5–20 MHz 频段，因此 ESL 较重的滤波器会将它们变成虚假过电流，从而触发保护电路。

图 1 — 15 nH 检测回路将 500 A/µs 的触发边沿转换为 7.5 V 的误差，而 5 nH 回路将相同的边沿保持在 2.5 V 附近。

3. 工程痛点

痛点一：电感主导的读数

触发脉冲为 50 A，上升时间为 100 ns，因此 di/dt 达到 500 A/µs。通过 15 nH 的感应路径，在 50 mV 信号的基础上产生 7.5 V 的电感误差。

ADC饱和，保护电路误触发，指示灯不亮。原理图看起来没问题，因为上面没有电感。

痛点二：不对称布线导致的共模抑制比损失

两根检测线长度不同，且接地端不同。由此产生的400V共模开关阶跃电压，在放大器输入端会转化为数百毫伏的差分误差。

放大器的输出以开关频率调制，电流环路跟随其变化，固化后的产品在卷材上呈现出条纹状。

痛点3：滤波电容谐振

一个具有 10 nH ESL 的 10 nF 滤波电容器的自谐振频率为 16 MHz。在 500 kHz 时，该元件表现出明显的容性，因此通过了台式测试。

在 5–20 MHz 的点火谐波范围内，同一部件会发生谐振。噪声被放大，保护电路会检测到实际上并未由实际负载产生的过电流。

痛点 4：传感链的热漂移和老化漂移

分流器在脉冲电流作用下会发热，其电阻值随 I²R 占空比而漂移。滤波电容同时老化，因此截止频率也会发生偏移。

出厂校准不再与硬件匹配。设置的阈值裕度过小会导致误触发，或者漏掉真正的过电流。

4. 设计步骤

策略一：使用四端开尔文分流器

将负载电流引至主端子，并从专用的开尔文抽头进行检测。这样可以消除检测回路中的负载电流，并将电感误差降低约十倍。

选择平面低轮廓设计 厚膜电阻 采用短而宽的端子，并保持其体电感低于 5 nH。当绕线分流器无法达到该值时，可以使用扁平元件。 采样电阻 是替代方案。

策略二：最小化感知回路面积

将分流器、滤波电容和放大器输入端放置在专用接地岛上的一个小三角形区域内。每平方厘米的封闭面积大约会增加 10 nH 的电感。

使用网络分析仪测量第一个原型上的成品回路。读数低于 5 nH 时，在 500 A/µs 电流下误差接近 2.5 V，而 15 nH 电流下误差为 7.5 V。

策略三：将RC滤波器与I类电容器集成

绝大部分储备使用 N4700 抗混叠滤波器采用I类介质材料。其tanδ低于0.1%，因此该滤波器既不会发热也不会改变测量相位。

±30 ppm/°C 的温度系数使转角频率在机柜温度波动范围内保持固定，因此测量的相位滞后不会在一天内发生漂移。

策略 4：指定脉冲形状的放大器

选择带宽和转换速率至少为被测脉冲最高频率分量五倍的放大器。其在开关频率处的共模抑制比必须达到 80 dB 或更高。

使用实际开关波形在测试台上验证共模抑制比。数据手册中的共模抑制比是针对平衡信号源给出的，而实际的检测回路永远不会呈现平衡信号源。

策略五：利用已知脉冲进行原位校准

在生产测试期间，注入一个校准过的 50 A、100 ns 脉冲，并记录 ADC 读数。将增益和相位校正值存储在控制器中，然后每运行 5000 小时重复校准一次。

该时间表同时跟踪分流漂移和电容器老化，这两者共同导致了痛点 4 的读数变化。

策略六：布局前模拟感知路径

在 SPICE 中，使用实际的 di/dt 值对 R_shunt、L_loop、C_filter 和放大器输入阻抗进行建模。仿真结果预测了过冲和振铃现象，而这些现象通常只会在实际实验中出现。

在仿真中修复振铃效应需要耗费工程师工时。如果在电路板灌封后修复，则需要重新设计电路板并耽误一周的工期。

组件参数	典型值	测试条件
额定功率（HVR系列）	50 °C 时为 70 瓦	铝制外壳，自由空气
电阻值	10 kΩ ±5%	25 °C 参考温度
工作电压	10 kV 交流/直流	连续
脉冲耐受	30 kV，10 µs	10脉冲，IEC 60110级
电阻温度系数	±50 ppm/°C	−55 °C 至 +155 °C
绝缘电阻	1000V直流电压下电阻大于1GΩ	最小爬电距离 25 毫米
浪涌电流能力	100 毫秒时 1 安	非感应式绕线

5. 用于检测滤波器的HVC N4700电容器

该节点的选择主要受三个要求驱动：ESL 足够低，以确保滤波器在整个谐波频段内保持容性；损耗足够低，以防止滤波器过热；电容足够稳定，以确保拐角位置不变。HVC 在东莞拥有一座 6,000 平方米的自有工厂，生产该系列 1kV 至 100kV 的 I 类元件。

这里需要考虑的六个参数

• 采用 CD 封装和 441 螺钉式封装的低 ESL I 类电容器可使滤波器自谐振频率保持在 30 MHz 以上，因此检测滤波器在整个开关和谐波频带内保持容性。
• 1 kHz 时 tanδ 低于 0.1% 表示滤波器不会给测量的脉冲增加热量和相位失真。
• ±30 ppm/°C 的温度系数使抗混叠角保持固定，因此测量相位滞后不会随机柜温度漂移。
• 1–100 kV 的电压范围涵盖了低压检测滤波器和高压触发及镇流器级，因此一个合格的系列即可满足整个电源的需求。
• 在 1.2 倍额定电压下，PD 保证低于 5 pC，从而防止共用传感板的高压点腐蚀和干扰测量参考。
• HVC 的 40 kV / 441 螺钉式电容器取代了现场服务项目中的一流国际品牌，这些项目中的电流和电压读数用于精细控制。 门把手电容 并且光盘符合以下参数： 日前，Vishay 以及TDK高压系列产品。

交付和支持

标准件的交货期为 4-8 周，配套滤波器组的交货期为 6-10 周。HVC 应用工程师会根据您的波形审核检测路径、回路电感目标值和 RC 角。

请提供脉冲波形、分流器规格、放大器选择和布局限制。HVC 将在五个工作日内提供低电感检测设计评审、I 类滤波器建议和可用于 SPICE 的模型，并在两周内提供样品。

6. 常见问题

问题1：10 nH 的杂散电感会增加多少误差？

这取决于 di/dt。根据公式 ΔV = L_loop × di/dt，一个 10 nH 的回路在 1000 A/µs 的电流密度下会产生 10 V 的电压，在 500 A/µs 的电流密度下会产生 5 V 的电压，而目标信号为 50–100 mV。回路面积，而非分流容差，决定了快速脉冲测量的精度。

Q2：为什么 1 mΩ 的分流器在 500 kHz 时表现得像一个电感器？

因为 X_lead = 2πfL_lead，在 500 kHz 频率下，10 nH 的电感对应的电阻为 31 mΩ。电抗是电阻的 31 倍，所以超前对测量电压的影响很大，读数会引入 90° 的相位误差，从而破坏回路稳定性。

问题3：开尔文连接究竟消除了什么？

它从检测支路中移除负载电流。此时，检测导线仅承载放大器的小输入电流，因此引线电感和回路电感项不再包含在等式中。剩下的就是体电阻和体自感，而平面低剖面电阻器可以使体自感项保持较小。

Q4：如何选择抗锯齿角？

将 f_c 设置为高于脉冲最高实部（通常为基波的五到十倍）且低于第一个采样混叠频率，其值设为 1/(2πR_filter×C_filter)。使用 50 Ω 的滤波电阻和 1 nF 的电容，可将截止频率设为 3.2 MHz，这样可以消除 500 kHz 的开关项和点火边沿。

Q5：为什么滤波电容的静电放电比其电容值更重要？

因为静电抑制(ESL)决定了滤波器的失效频率。一个10 nF、10 nH的滤波器谐振频率为16 MHz，高于该频率时，它会放大噪声而不是分流噪声。点火谐波频率可达20 MHz，因此，一个低静电抑制且自谐振频率高于30 MHz的滤波器可以覆盖整个频段。

Q6：传感链应该多久重新校准一次？

每隔 5000 个运行小时，使用与生产测试相同的 50 A、100 ns 脉冲进行测试。该间隔可检测由 I²R 发热引起的并联电阻漂移以及电容器老化导致的拐点偏移，并且间隔足够短，可确保保护阈值保持裕量。

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11. HVC应用工程团队 高压陶瓷电容器 技术资源https://www.hv-caps.com