等离子体点火钳位网络中的动态二极管阻抗

等离子体点火钳位网络中的动态二极管阻抗

抽象

用于吸收点火开关关闭能量的RCD钳位电路的设计基于一个随电流和温度变化的二极管。本文给出了硅钳位二极管的增量电阻计算方法，展示了该变化值如何使网络时间常数改变六倍，并介绍了用于限制误差的偏置网络和电容选择方案。

1. 引言

等离子体点火级的脉冲吸收网络捕获点火变压器和斩波器的关断能量。二极管将该能量导入电容器和电阻器。

当脉冲信号到达时，二极管导通。脉冲信号结束后，二极管截止，将吸收支路与功率路径隔离。

设计通常从二极管的数据手册入手：正向电压、恢复时间和额定电流。但在实际脉冲中，这些参数都不是恒定的，因为二极管的阻抗取决于瞬时电流、结温和脉冲历史。

二极管在 1 mA 电流下电阻会增加几十欧姆。在 10 A 电流下，同一结的电阻会增加几毫欧姆。一个针对某一特定值调谐的网络，在脉冲的另一端会发生异常行为。

2. 核心机制

2.1 正向传导和增量阻力

该结的正向行为遵循肖克利关系，并具有串联电阻：

V_f = (nkT/q) × ln(I/I_s + 1) + I × R_s

其中 V_f 为正向电压，nkT/q 为热电压，在室温下接近 26 mV，I 为正向电流，I_s 为饱和电流，R_s 为芯片和封装的串联电阻。

增量阻力是该表达式的导数：

r_d = nkT / (q × (I + I_s)) + R_s

其中 r_d 是偏置电流 I 上小信号所看到的增量电阻，nkT/q 是热电压，R_s 是串联电阻。

当 R_s = 50 mΩ 时，电流为 1 mA 时电阻值为 26 Ω，电流为 10 A 时电阻值为 53 mΩ。电流每增加一个数量级，结电阻就会减少一个数量级，直到电流超过约 5 A 时，串联项才会起作用。

2.2 网络时间常数随脉冲变化

二极管与吸收支路串联，因此网络阻抗是两者之和：

Z_net(I) = r_d(I) + Z_abs  ,  τ = (R_abs + r_d(I)) × C_abs

其中 Z_net 为电流 I 时的网络阻抗，r_d 为二极管的增量电阻，Z_abs 为吸收支路阻抗，τ 为网络时间常数，R_abs 为支路电阻，C_abs 为吸收电容。

当脉冲峰值电流达到 10 A 时，5 Ω 电阻和 100 nF 电容组成的支路脉冲宽度为 505 ns，这是因为 r_d 电阻已降至 53 mΩ。在 1 mA 的静态电流下，同一支路的脉冲宽度仅为 3.1 µs，慢了六倍。

这两个数字都正确，它们描述的是同一事件的不同部分。在某一电流下计算出的设计方案，仅针对该电流进行优化。

2.3 钳位液位及其误差

脉冲边沿的钳位电压由结压降和流过总电阻的电流共同决定：

V_clamp = V_f(I) + I × (R_abs + r_d(I))

其中 V_clamp 为钳位节点电压，V_f 为电流为 I 时二极管的正向电压，R_abs 为支路电阻，r_d 为二极管的增量电阻。

在 10 A 电流下，5 Ω 支路的电阻项为 50.5 V，结项增加 1.4 V。如果网络尺寸是按照恒定的 r_d 为 5 Ω 而不是 53 mΩ 来设计的，则电压值会高估 25%。

延迟与电平同样重要。在脉冲前沿，电流仍在上升，二极管处于高阻抗端，能量传递到电容器的过程滞后于脉冲。此时，开关接收到的电压超过了网络的设计承受能力。

2.4 温度和偏置网络

结区热电压与绝对温度成正比，因此结区电阻每升高1摄氏度，电阻增加约0.33%。温度升高60摄氏度时，在固定电流下，电阻增量增加20%。

在空闲期间，偏置电流会固定工作点：

r_d,min ≤ r_d(I_bias + I_pulse) ≤ r_d,max

其中，r_d,min 和 r_d,max 分别表示增量电阻的上下限，I_bias 表示静态偏置电流，I_pulse 表示脉冲电流。0.1–1 mA 的偏置电流可将二极管保持在特定范围内，从而在脉冲到达之前限制网络阻抗。

吸收电容本身不应引入任何变化。N4700 器件的电容变化范围为 ±30 ppm/°C，tanδ 低于 0.1%，因此时间常数仅取决于二极管。其低于 5 pC 的 PD 值可确保吸收节点保持电气稳定，这一点至关重要，因为该节点在点火阶段承载着最高的 dv/dt。

图 1 — 26 mV 热电压和 50 mΩ 串联电阻使钳位二极管在空闲时阻值为 26 Ω，在 10 A 脉冲峰值时阻值为 53 mΩ。

3. 工程痛点

痛点 1：边缘过冲返回

对于一个针对静态电阻 r_d 调谐的网络而言，在脉冲边沿响应过慢，因为此时二极管仍处于高阻抗端。钳位电平会过冲 20%–40%。

每次脉冲过冲都会对开关和变压器绝缘造成压力。网络中没有任何部件发生故障，故障原因是数据手册中某一行的设计编号错误。

痛点2：高电流下尾部振铃

在脉冲峰值处，增量电阻远低于设计值，因此支路处于欠阻尼状态。存储的能量在吸收电容和环路电感之间以 1–10 MHz 的频率振荡。

该环会辐射电磁干扰，并将噪声重新注入点火反馈回路。它还会反转二极管的电流，从而在吸收损耗的基础上增加恢复损耗。

痛点3：温度变化导致工作点偏移

结项每升高1摄氏度变化约0.33%，并且在脉冲序列期间结项还会发生自加热。在8小时轮班期间，网络的有效时间常数会发生漂移。

过冲和振铃现象会逐小时变化。在班次开始时冷机状态下验证的设计并不能描述班次结束时同一台机器的实际情况。

痛点 4：电容器加剧了漂移

二类吸收电容会在二极管本身的电容漂移基础上，额外增加15%的电容漂移（随温度和直流偏置变化）。因此，总误差难以预测，且不同批次产品之间也存在差异。

这两个误差还会相互影响。电容随偏置电压下降时，二极管的电阻也会同时下降，从而导致时间常数缩短。

4. 设计步骤

策略 1：根据二极管的完整电阻曲线对其进行建模

表征 r_d(I) 在 1 mA 至额定脉冲电流范围内的特性。曲线追踪仪扫描或数据手册正向特性曲线的对数线性图可以给出该曲线；单个数值无法提供该特性。

分别记录偏置电流和脉冲峰值时的值。这两个数值概括了网络实际运行的情况。

策略二：在工作点进行设计并检查边缘

设定吸收目标的 τ = (R_abs + r_d(I_peak)) × C_abs，对于 5 Ω / 100 nF 支路，在 10 A 电流下，τ 为 505 ns。然后用 100 mA 电流验证前沿，此时时间常数为 531 ns。

调整 R_abs 以限制钳位电平在两端的范围。该电阻是支路中唯一一个阻值不随电流变化的元件。

策略 3：添加偏置网络以固定空闲点

通过一个 快速恢复二极管 其增量电阻保持在设定的范围内。因此，无论脉冲历史如何，网络阻抗都会在限定范围内变化。

将偏置源参考带隙，使其不随环境漂移。偏置电流很小，其自身的稳定性决定了阻抗带的宽度。

策略四：选择N4700吸收电容器

选择 N4700 对于吸收位置而言，其±30 ppm/°C系数可使时间常数在温度范围内保持稳定，其tanδ低于0.1%可使ESR可忽略不计，其PD低于5 pC可使节点保持安静。

当脉冲能量超过陶瓷的额定值时， 薄膜电容器 主体部分由金属构成，陶瓷部分则起到边缘作用。两者都需要相同的公差控制标准。

策略五：用匹配对补偿热漂移

将二极管和电容器在热端紧密连接，使二极管的漂移和电容器的残余漂移以相关的方式变化。这样，它们的组合行为在整个热循环过程中就是可预测的。

在模拟安装间隙的热板上验证这对元件。两个元件之间的热路径是补偿的一部分。

策略 6：使用脉冲幅度和温度矩阵进行验证

在−25 °C、25 °C 和 85 °C 下，将吸收电流从 10% 扫描至 100%。要求钳位电压在 ±5% 以内，并且每个电池中均出现单周期环衰减。

对三个生产单元运行矩阵。每个点的单元间差异均低于±3%，表明该修正属于设计特性。

组件参数	典型值	测试条件
重复峰值反向电压	10 kV VRRM	2CL系列，25℃
平均正向电流	0.8 A IF(AV)	矩形波，Tc ≤ 85 °C
正向浪涌电流	100 毫秒时 8.3 安	单次浪涌，IFSM
反向恢复时间	低于 1 微秒 trr	软恢复等级
结电容	25 pF 典型值	VR = 4 kV，1 MHz
工作温度	−55 °C 至 +125 °C	Tj 最大值
漏电流	VRRM 低于 5 mA	25°C，满负荷

5. 吸收节点的高压电容器

此处的选择基于三个要求：二极管漂移时电容不发生漂移、重复脉冲下的低损耗以及在最高 dv/dt 节点处无噪声。HVC 为该套件生产 N4700 系列器件。

此节点上重要的六个参数

• N4700 (T3M) 为 I 类介质，温度系数为 ±30 ppm/°C。吸收电容的漂移很小，因此网络特性仅由二极管决定。
• tanδ 低于 0.1%。可忽略不计的内部损耗意味着电容器在重复脉冲下既不会发热，也不会在钳位电平上增加 ESR 项。
• 电压范围从 1 kV 到 100 kV。该系列产品还包括 25 kV 的点火级吸收节点和 600 V 的低压钳位节点。
• 所有筛选部件的PD均低于5 pC。吸收节点承载着机器中最高的dv/dt，并且不会向反馈电路注入脉冲。
• 严格的公差以及已公布的阻抗曲线。校正方法所需的电容和ESR值均已记录，因此可以精确计算时间常数。
• 经纳秒脉冲系统现场验证，HVC 40 kV / 441 pF 螺钉端子电容器已在高压现场服务项目中取代了一线品牌电容器，并被越来越多的国内原始设备制造商 (OEM) 采用。

交付和支持

标准镜片发货时间为 4-8 周，配套镜片发货时间为 6-10 周。同一系列产品也涵盖径向铅盘和 门把手电容 针对大宗交易。

HVC部件的电气参数和封装尺寸与 日前，Vishay由于使用了 TDK 和 KEMET 的零件，因此改造只需要一次数据交换。

发送二极管的 r_d(I) 数据、脉冲轮廓和吸收目标。HVC 返回校正后的网络值、预期钳位包络和验证矩阵。

6. 常见问题

问题1：为什么二极管的电阻值不是数据手册中的数值？

因为它取决于电流。r_d = 26 mV / I + R_s，所以每增加一个数量级的电流，结项就下降一个数量级，而当电流超过约 5 A 时，串联项开始起作用。当电流为 1 mA 时，其值为 26 Ω；当电流为 10 A 时，其值为 53 mΩ。

Q2：网络时间常数实际变化了多少？

在本例中，τ = (R_abs + r_d) × C_abs 在 1 mA 的静态偏置电流下为 3.1 µs，在 10 A 的脉冲峰值电流下（支路为 5 Ω，电容为 100 nF）为 505 ns。这两个值在各自的电流范围内都是正确的。

Q3：是什么原因导致脉冲边缘出现 20-40% 的过冲？

上升的电流遇到一个阻抗上升的二极管。在电流边缘，二极管接近其低电流值，因此支路电流比峰值电流计算值所预测的要慢，能量传递到电容器的过程也出现滞后。此时，开关节点上的电压超过了网络的设计承载能力。

Q4：偏见网络购买什么？

阻抗带是有限的。在 0.1–1 mA 的静态电流下，二极管在脉冲之间永远不会回到多欧姆状态，因此网络的行为在脉冲之间是可重复的，并且在生产批次中的偏差很小。

Q5：温度变化对增量电阻的影响有多大？

结项随绝对温度变化，大约每升高 1°C 变化 0.33%。在固定电流下，从冷机到热机温度升高 60°C 时，结项变化为 20%。偏置源应采用带隙参考，以避免引入自身漂移。

Q6：如何验证更正结果？

采用脉冲幅度-温度矩阵：在-25 °C、25 °C和85 °C下，吸收电流从10%到100%变化，钳位电压在±5%以内，每个单元均呈现单周期环衰减。由于单个样品无法显示单元间的差异，因此需要三个单元。

7。 参考

1. E. Kuffel、WS Zaengl、J. Kuffel 高电压工程基础知识，第 2 版，Newnes，2000 年。
2. N. Mohan、TM Undeland、WP Robbins 电力电子学：变换器、应用和设计，第 3 版，Wiley，2003 年。
3. MIL-HDBK-217F 通知 2， 电子设备可靠性预测1995。
4. IEC 60384-1:2021， 电子设备用固定电容器 - 第 1 部分：通用规范，第 6 版。日内瓦：IEC，2021 年。
5. Y. Zhou、B. Chen、C. Tian、J. Yuan 和 Y. Chen， 用于电气设备耐压试验和局部放电测量的并联二​​极管钳位线性变换器，高电压，第 8 卷，第 1 期，第 171-182 页，2023 年。https://doi.org/10.1049/hve2.12312。
6. AN2001_06 — IGBT的串联连接, Infineon Technologies, AN2001_06, http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-AN2001_06_Series_connection_of_IGBTs-AN-v1.0-en.pdf?fileId=db3a304412b407950112b40f000d12f7 .
7. GB/T 17702-2021， 电力电子电容器 （电力电子电容器）。北京：国家市场监督管理总局，2021。
8. 美国 6,760,215, 具有高电压击穿阈值的电容器DF DeVoe（与 Presidio 相关），2004 年授权，https://www.freepatentsonline.com/6760215.html。
9. IEC 61071:2017， 电力电子电容器，第 2.0 版。日内瓦：国际电工委员会，2017 年。
10. HVC应用工程团队 高压陶瓷电容器 技术资源https://www.hv-caps.com