用于激光二极管阵列驱动器的精密恒流控制

用于激光二极管阵列驱动器的精密恒流控制

抽象

激光打标的电源会驱动电流，因此即使只有百分之几的电流误差，也会以条纹和深度变化的形式体现在标记上。本文阐述了恒流回路方程、参考电路、分流电路和放大器共享的稳定性裕量，以及决定回路能否保持交叉频率和脉冲平顶特性的电容特性，随后列出了四个难点、六个设计步骤以及参考元件数据。

1. 引言

光纤或直接二极管打标光源的光功率与其阵列驱动电流密切相关。几十毫安的电流差异就能区分清晰的标记和烧焦或漏打的标记，而几个百分点的电流噪声则会导致条纹、颜色变化和深度不一致。

该阵列也是一个棘手的负载。其每个结的正向电压很低，而整个阵列的电压却高达数十伏；其差分电阻为数十毫欧；如果电流超过额定值，其输出就会发生滚降。驱动器必须在各种温度和使用寿命下保持千分之一的电流稳定性。

该要求对控制回路的每个元件都提出了很高的要求：电压基准、检测元件、误差放大器以及设定回路带宽并抑制来自邻近元件的噪声的电容器。

这些邻近器件都在工作。该阵列靠近一个具有千伏纳秒级瞬态边沿的Q开关驱动器、切换电流级电流的振镜电机以及一个以数百千赫兹频率切换的泵浦级。每个器件都会向一个必须分辨微安级电流的回路中注入噪声。

2. 核心机制

2.1 恒流关系及其误差项

经典的精密电源调节传感元件两端的电压：

I_LOAD = V_reference / (R_sense × K_amp)

其中 I_LOAD 为阵列电流，V_reference 为参考电压，R_sense 为检测电阻，K_amp 为误差放大器增益。

因为各项相乘，所以它们的误差分数会相加：

ΔI/I = ΔV_ref/V_ref + ΔR_sense/R_sense + ΔK/K

其中 ΔI/I 为电流误差分数，这三项分别为参考电流误差分数、检测元件误差分数和放大器增益误差分数。

为了达到 0.1% 的总容差，每一项的容差必须接近 0.03%。检验方法是将每个系数乘以其所处的温度范围。在 110 °C 的范围内（从 -25 °C 到 +85 °C），0.03% 相当于每项 3 ppm/°C。一个 15 ppm/°C 的合金分流器本身的容差为 0.165%，这在计入基准电压之前就已经超过了容差。在 40 °C 的受控温度范围内，同样的分流器会消耗 0.06% 的容差，而一个 5 ppm/°C 的基准电压会消耗 0.02% 的容差，这样就符合 0.1% 的容差要求，并且还剩下放大器项的容差。

2.2 交叉频率和补偿电容

环路交叉点由放大器的跨导和补偿电容决定：

f_c = g_m / (2π × C_c)

其中 f_c 为交叉频率，g_m 为误差级的跨导，C_c 为补偿电容。

一个 1 毫秒级、10 nF 电容的交叉点位于 15.9 kHz。交叉点与电容成反比，因此 ±15% 的漂移会使交叉点移动 -13% 到 +18%，并且在第二个极点靠近交叉点的环路中，会损失 2 到 4 度的相位裕度。一个 I 类器件，温度在 ±30 ppm/°C 范围内，会使电容在 100°C 内移动 0.3%，并且交叉点的位置保持不变。

2.3 阵列中的旁路单元

阵列端子处的本地电容器会分流环路远端无法到达的噪声。它与阵列的差分电阻形成一个极点：

f_bypass = 1 / (2π × r_d × C_bypass)

其中 f_bypass 为极点频率，r_d 为阵列差分电阻，C_bypass 为旁路电容。

当 r_d 为 20 mΩ 时，1 µF 电容下的极点频率为 8 MHz，100 nF 电容下的极点频率高于 79 MHz，均远高于 15.9 kHz 的交叉频率，因此该单元表现为宽带并联电路而非调谐极点电路。此时，关键在于其在开关频率下的阻抗：200 kHz 时 1 µF 电容下的阻抗为 0.8 Ω，100 nF 电容下的阻抗为 8 Ω，最小阻抗值由单元自谐振频率 3.6 MHz 处的 ESR 决定。

2.4 介电吸收和脉冲平顶

介电吸收会使存储的电荷延迟释放，从而在每个脉冲上形成拖尾。II 类陶瓷吸收阶跃信号的 0.5% 至 2%，而 I 类陶瓷的吸收率低于 0.1%。在 200 kHz 的频率下，周期为 5 µs，而吸收时间常数接近 10 µs，因此每个脉冲开始时都残留有前一个脉冲拖尾的 61%。因此，吸收率为 2% 的陶瓷会产生约 1.2% 的脉冲间误差，而吸收率为 0.1% 的陶瓷会产生 0.06% 的脉冲间误差，这符合 0.1% 的重复性目标。

2.5 阵列间的电流共享

堆叠阵列中的每个条形都必须承载相同的电流，镇流电阻决定了电流分配的均匀程度：

ΔI_branch/I ≈ ΔV_f / (I × R_ballast)

其中 ΔI_branch/I 为分数共享误差，ΔV_f 为支路间正向电压差，I 为支路电流，R_ballast 为每支路镇流电阻。

该压舱物的成本可由同样的公式得出：

P_ballast = I × ΔV_f / ε

其中 P_ballast 表示单个镇流器元件的损耗，ε 表示分配误差（以分数表示）。在 20 A 电流下，0.5 V 的电压差，使用 0.167 Ω 的镇流器，会导致 15% 的不平衡，并且每个支路消耗 67 W 的功率，占 400 W 支路功率的 17%。将电压差缩小到 20 mV，使用 50 mΩ 的镇流器，在 20 W 功率下，不平衡率降至 2%，因此匹配阵列是更经济的平衡方法。

图 1 — 回路保持 20 A，参考电压为 5 ppm/°C，补偿电压为 10 nF；15 ppm/°C 的分流器在 110 °C 时消耗了 0.1% 容许值的 0.165%。

3. 工程痛点

痛点1：电流漂移被解读为激光老化

驱动电流在开机时稳定，但随着机器升温，会漂移 1% 到 2%。技术人员认为是二极管组的问题并进行了更换，但漂移现象依然存在。其根本原因是 II 类补偿单元的温度特性，以及一个系数从未乘以跨距的并联电路。

痛点 2：移动交叉线后出现边缘振铃现象

该回路在 25°C 时稳定，但当机箱温度达到 55°C 时，由于补偿电容漂移导致交叉电路位置随之移动，脉冲边缘会出现振铃现象。振铃电流会调制激光输出，其产生的条纹在验收测试中不可见，但在高端雕刻中却非常明显。

痛点 3：脉冲平顶上的介电吸收

在 200 kHz 频率下，吸收尾部的持续时间超过周期，因此每个脉冲开始时，电容器上仍然残留着前一个脉冲尾部的一部分。控制器无法纠正电容器材料本身存在的误差，并且该误差会带有强度调制，而任何控制律的改变都无法消除这种调制。

痛点 4：热量分配不均导致单格过热

0.5V 的正向电压差加上镇流器不足，会导致流过其中一根灯条的电流增加 15%。这根灯条温度更高，正向电压偏移更大，不平衡加剧，最终导致灯条损坏。这是由于驱动器端的电流分配决策失误造成的阵列级损耗。

4. 设计步骤

策略 1：以 ppm 为单位设置容许量，并乘以跨度

将容差写成 ΔI/I = ΔV_ref/V_ref + ΔR/R + ΔK/K，并计算每个项在部件实际工作温度范围内的变化。例如，一个 5 ppm/°C 的参考电压在 40 °C 以上变化时，容差为 0.02%。 采样电阻 在 15 ppm/°C 时，在同一跨度内耗时 0.06%。

策略 2：在补偿和旁路位置使用 I 类电池

用以下材料替换 II 类零件 N4700 电池：tanδ ≤ 0.1%，温度系数为 ±30 ppm/°C，吸收率低于 0.1%。交叉极和旁路极在整个工作范围内保持固定，平顶极的吸收误差为 0.06%，而非 1.2%。

策略 3：根据阵列阻抗调整旁路阻抗

测量工作电流下的阵列差分电阻，然后根据开关频率下所需的阻抗选择电容值：1 µF 在 200 kHz 时阻抗为 0.8 Ω，100 nF 在 8 Ω 时阻抗为 8 Ω。保持 ESR 较低，以避免单元在其 3.6 MHz 自谐振频率下因键合线电感而产生振铃。

策略 4：在添加压载物之前匹配阵列

指定正向电压差小于 100 mV 的阵列，并记住镇流器损耗为 I × ΔV_f/ε，与电阻值无关。20 mV 的电压差在每支路使用 50 mΩ 电阻时，功率分配达到 2%，损耗为 20 W；而 0.5 V 的电压差则会导致 67 W 的损耗，且功率分配效果较差。

策略 5：将回路地与高压级解耦

如果泵驱动器与 15 kV 至 40 kV 的 Q 开关级共用一个机箱，则应为电流环路提供一个专用的星形点，并使用 1 kV 至 100 kV 的高压 I 类电池将共用电源轨与电流环路解耦，放电电流低于 5 pC。这样，千伏级瞬态电流就会以电源轨噪声的形式到达，而不是以环路内部的地弹误差的形式到达。

策略 6：验证最差热点处的波形

在环境温度为 60°C 的条件下，机器运行最差的标记周期时，使用宽带探头探测阵列电流。保持脉冲间重复性在 0.1% 以内，平顶纹波低于 0.05%，且边沿后无超过一次阻尼振荡的振铃。

本应用类的参考部件

以下参考值适用于与电流环路共用机箱的 2CL 高压整流器，其结电容和恢复特性如上所述。样品手册中列出的标准器件为 472M，其电容为 4700 pF（±20%）；环路所需的严格电容值是通过对该器件进行筛选和匹配对来实现的，因为未经筛选的 472M 器件的容差为 ±20%。

组件参数	典型值	测试条件
重复峰值反向电压	10 kV VRRM	2CL系列，25℃
平均正向电流	0.8 A IF(AV)	矩形波，Tc ≤ 85 °C
正向浪涌电流	100 毫秒时 8.3 安	单次浪涌，IFSM
反向恢复时间	< 1 µs t_rr	软恢复等级
结电容	典型值 25 pF	VR = 4 kV，1 MHz
工作温度	−55 °C 至 +125 °C	Tj 最大值
漏电流	VRRM 时 < 5 mA	25°C，满负荷

5. 用于精密电流环路的高压电容器

能够分辨微安级电流的回路需要电容值和吸收率保持不变的电容。HVC 在东莞一家占地 6,000 平方米的自有工厂内，使用 N4700 (T3M) I 类介质制造此类电容单元，生产电压范围从 1 kV 到 100 kV。

这里需要考虑的六个参数

• 回路参数保持不变。tanδ 值保持在 0.1% 或以下，系数为 ±30 ppm/°C，可使交叉极点和旁路极点在 -25 °C 至 +105 °C 范围内保持稳定，因此稳定性不再受温度影响。
• 吸收率低于 0.1%。脉冲平顶由控制器设定，而不是由电池延迟返回的电荷设定，这是 200 kHz 时脉冲误差在 0.06% 到 1.2% 之间的差异。
• 共享底盘的解耦。1 kV 至 100 kV 的范围涵盖了轨道解耦，可防止 Q 开关和 Pockels 盒瞬态干扰传感路径，以及 快速恢复二极管 可以在同一轮比赛中获得资格。
• 放电低于 5 pC。屏蔽部件不会将放电噪声注入检测路径，放大器周围的精心设计仍然有效。
• 驱动器采用单一介质系统。旁路单元、补偿单元和高压解耦单元均采用相同的合格介质。 厚膜电阻 选项涵盖了同一资格中的分隔符。
• 久经考验的替代产品。40 kV / 441 系列 门把手电容 是合格的直接替代品 村田 光刻光源现场维修程序中使用螺钉式电容器，而国内 DUV 开发商现在在新光源中指定使用 HVC 定制电容器。

交付和支持

标准件的交货周期为 4 至 8 周，带有漂移数据的匹配回路组件的交货周期为 6 至 10 周。HVC 应用工程团队提供稳定性裕量计算、交叉和旁路尺寸设计、吸收数据审核以及解耦布局方面的支持。请提供阵列电流和电压、差分电阻、开关频率、参考和并联规格、回路带宽目标值以及安装图纸。HVC 将在五个工作日内返回包含电容-温度曲线、吸收数据和放电报告的回路组件表。

6. 常见问题

Q1：为什么驱动电流漂移而标记质量下降？

因为电流误差会直接影响标记。阵列的光功率轨迹驱动电流，而来自 II 类补偿单元和未补偿分流器的 1% 电流漂移会导致条纹和深度变化，即使更换激光器也无法消除这些现象。

Q2：稳定性津贴应该如何分配？

三种方法，按温度跨度计算。ΔI/I = ΔV_ref/V_ref + ΔR/R + ΔK/K，因此总变化量为 0.1%，每项变化量为 0.03%。在 110 °C 的温度跨度内，变化量为 3 ppm/°C；在受控的 40 °C 温度跨度内，分流器变化量为 15 ppm/°C，参考电压变化量为 5 ppm/°C，且有余量。

Q3：分频点由什么决定？

f_c = g_m/(2πC_c)。一个具有 10 nF 补偿单元的 1 mS 级在 15.9 kHz 处交叉，由于交叉频率与电容成反比，±15% 的漂移会使交叉频率偏移 -13% 到 +18%。I 类补偿单元在 100 °C 的温度下会使电容变化 0.3%。

Q4：旁路电容应该多大？

电容尺寸的选择应基于开关频率下所需的阻抗，而非极点。对于 20 mΩ 的阵列差分电阻，1 µF 电容在 200 kHz 时阻抗为 0.8 Ω，100 nF 电容在 200 kHz 时阻抗为 8 Ω。该单元的阻抗最小值位于其 3.6 MHz 的自谐振频率处，此时等效串联电阻 (ESR) 决定了阻抗下限。

Q5：为什么介电吸收在 200 kHz 时很重要？

因为吸收尾部的持续时间超过了 5 µs 周期。吸收时间常数为 10 µs，每个脉冲开始时都有前一个脉冲尾部的 61%，因此 2% 的 II 类电池的脉冲间误差约为 1.2%，而 0.1% 的 I 类电池的脉冲间误差为 0.06%。

Q6：电流如何在阵列条形之间均衡分配？

首先进行匹配，然后进行镇流。ΔI_branch/I = ΔV_f/(I R_ballast)，镇流器损耗为 I × ΔV_f/ε，因此损耗取决于正向电压差，而与电阻无关。20 mV 的电压差在每支路 20 W 功率下，使用 50 mΩ 电阻时，可达到 2% 的功率分配。

7。 参考

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12. HVC应用工程团队 高压陶瓷电容器 技术资源https://www.hv-caps.com