30 kV准分子变压器：降低漏感

30 kV准分子变压器：降低漏感

抽象

准分子激光器中的高压脉冲变压器将调制器耦合到负载并提供隔离。实际的变压器会增加漏感和绕组电容，它们共同构成谐振系统，从而延长上升时间，在电容器上施加15%至25%的额外瞬态电压，并将共模电流引入触发电路。本文推导了这些寄生参数，量化了其造成的损害，并给出了抑制这些损害的绕组规则。

1. 引言

准分子激光器电源中的高压脉冲变压器将低压调制器与高压负载耦合。它提供电气隔离，并在需要时提供升压比。

理想变压器的漏感为零，励磁电感为无穷大，绕组间电容为零，因此次级绕组与初级绕组完全相同。而实际绕组则包含所有这三项。

准分子气体放电所需的上升时间为 25 ns 至 50 ns，此时漏感和绕组电容会形成谐振系统。这会导致上升时间失真、产生过冲，并将电磁干扰辐射到激光头周围的电子设备中。

结构良好的变压器的漏感可以等于整个网络的回路电感。同时，绕组间的电容会将共模电流导入接地层，而该电流会影响相邻级的触发时序。

2. 核心机制

2.1 漏感从何而来

漏感源于磁通量的一部分只穿过一个绕组而未穿过另一个绕组。高压二次绕组需要很多匝数和厚绝缘层，而这些绝缘层会将两个绕组推开：

L_leak ≈ (μ₀ × N² × mean_turn_length × fill_factor) / (3 × winding_height)

其中 L_leak 为漏感（单位：亨利），μ₀ 为自由空间的磁导率，N 为初级线圈匝数，mean_turn_length 为平均匝长（单位：米），fill_factor 为窗口的铜填充率，winding_height 为绕组高度（单位：米）。

该结果与匝数的平方成正比，随绕组高度的增加而减小。它还随绕组间距的增加而增大，而绕组间距由额定电压和绝缘材料决定。

在 30 kV 变压器中，漏感介于 200 nH 和 500 nH 之间，与整个 PFN 回路的漏感处于同一数量级。

2.2 绕组电容的来源

绕组间的电容来源于初级导体和次级导体之间的电场：

C_inter = ε₀ × εr × A / d

其中 C_inter 为绕组间电容（单位：法拉），ε₀ 为自由空间介电常数，εr 为屏障的相对介电常数，A 为面向导体的面积（单位：平方米），d 为屏障厚度（单位：米）。

一台采用2毫米厚聚酰亚胺绝缘的30千伏变压器，其二次侧电容为10皮法至30皮法。二次侧的自电容，即相邻线圈匝间以及绕组与铁芯之间的电容，会增加20皮法至50皮法的二次侧电容。这些电容共同构成了脉冲所感受到的二次侧电容。

更厚的绝缘层会同时降低 C_inter 并提高 L_leak。因此，屏障厚度需要在两种寄生效应之间进行权衡，这就是为什么在这个节点上，几何形状比材料选择更重要的原因。

2.3 两种共振，而非一种

漏感会随着并联在其上的电容而变化。在准分子脉冲发生器中，有两个电路至关重要：

f_ring = 1 / (2π × √(L_leak × C_sec))

其中 f_ring 为振铃频率（单位：赫兹），L_leak 为漏感（单位：亨利），C_sec 为绕组电容（单位：法拉）。

与绕组电容相比，这些数值很小：在 53 MHz 时，漏电流为 300 nH，振幅为 30 pF；在 71 MHz 时，漏电流为 100 nH，振幅为 50 pF。与 20 nF 耦合电容相比，在 2.5 MHz 时，漏电流同样为 200 nH，其频率足够低，可以显示为每个脉冲的可见拖尾。

由于兆赫兹频段绕组电阻相对于漏感电抗而言很小，因此这两个电路都属于欠阻尼电路。所以，高压变压器的阻尼比远低于0.5。

2.4 电容器上的电压过冲

对欠阻尼谐振对施加阶跃输入，会使次级谐振频率超过其平顶值。峰值比与阻尼比成正比：

V_peak / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²))

其中 V_peak 为二次侧峰值电压（单位：伏特），V_ss 为二次侧平顶电压（单位：伏特），ζ 为二次侧电路的阻尼比。

过冲电压会落在次级绕组及其连接的每个电容器上。输出电压会比设计输出电压高出 20%，耦合电容器和负载电容器上的电压会比标称值高出 15% 到 25%。

这种瞬态现象在每次触发脉冲时都会出现，并在维持周期内重复数百万次。当电压接近局部放电起始电压时，介质会在每次过冲峰值期间进入局部放电状态。

2.5 绕组间电容产生的共模电流

绕组间的电容会将位移电流从初级绕组传导至次级绕组，该电流会通过接地平面返回：

I_cmem = C_inter × dV/dt

其中 I_cmem 为共模电流（单位：安培），C_inter 为绕组间电容（单位：法拉），dV/dt 为势垒两端的电压斜率（单位：伏特/秒）。

在 20 pF 电容和 1 kV/ns 电压下，电流为 20 A，持续时间为 5 ns。该电流流过 100 mΩ 的接地阻抗时会产生 2 V 的电压，足以误触发相邻级或使其时序偏移纳秒级。

在多通道激光器中，这种效应会叠加，因为每个通道都驱动同一个接地平面。

图 1 — 漏感将 30 ns 的前沿拉长至 60–100 ns，而 20 pF 的绕组间电容将 20 A 的电流驱动到 100 mΩ 的地上。

3. 工程痛点

痛点 1：漏感设置上升时间

在30 kV变压器中，漏感范围为200 nH至500 nH，超过了典型网络的整个回路允许值。因此，输出上升时间取决于变压器，而不是开关或电容器。

设计的30纳秒脉冲宽度劣化为60纳秒或100纳秒。脉冲看起来很慢，电容器和开关被认为是罪魁祸首，而真正的原因在于绕组几何形状。

痛点二：绕组电容中储存的能量

次级绕组间的电容和自电容会在上升沿存储脉冲信号的一部分，并在下降沿释放脉冲信号。释放过程表现为次级波形上的过冲和振铃尾音。

过冲量比设计输出高出 20%，振铃持续时间长达数百纳秒。每次脉冲都会对负载电容和开关二极管造成压力。

痛点三：电磁干扰进入触发和控制电路

绕组间电容的位移电流流经接地平面。在 20 A 电流下持续 5 ns，100 mΩ 的接地阻抗两端会产生 2 V 电压。

该电压会出现在下一级的触发输入端。在多通道激光器中，它表现为误触发和时序抖动，并且每次发射都会出现。

痛点 4：变压器过冲导致的电容器过应力。

耦合电容和负载电容是根据标称输出电压选择的。过冲和振铃会使它们承受比标称值高 15% 到 25% 的瞬态电压。

介质在接近其局部放电起始电压的范围内工作，并在峰值电压期间进入放电状态。数百万次脉冲累积腐蚀，导致电容器失效，而故障原因却被判定为元件缺陷，而实际情况却出在变压器波形上。

4. 设计步骤

策略一：交错缠绕

将初级绕组和次级绕组布置在同一层相邻扇区内，这样可以缩短它们之间的距离，并将漏感降低 50% 至 70%。对于 30 kV 的次级绕组，可以使用 4 到 6 个扇区，每个扇区包含一个初级绕组和一个次级绕组，两者之间用薄隔板隔开。

选择高长径比、细长的磁芯，以提高绕组高度。在匝数恒定的情况下，漏感会随着绕组高度的增加而降低。

策略二：屏蔽交错路径

在初级线圈和次级线圈之间插入一个接地的静电屏蔽罩。该屏蔽罩将线圈间的电容短路到地，从而使共模电流在本地返回，而不是流经触发电路。

选择低介电常数阻挡材料：εr 为 3.5 的聚酰亚胺或 εr 为 2.1 的聚四氟乙烯。然后通过保持每层电压较低的层绕来降低次级的自电容。

策略三：抑制主频振铃

增加一个低电感 厚膜电阻 在初级电路中，将阻尼比提高到 0.5 或 0.6，并将过冲保持在 10% 以下。电阻器本身的等效串联电感 (ESL) 必须保持在 10 nH 以下，否则它会增加它原本要抑制的电感。

在全电压原型机上验证阻尼，而不仅仅依靠仿真。测量结果证实了模型假设的回路电阻。

策略四：抑制二次过冲

放置一个 快速恢复二极管 与输出反串联以钳位二次过冲。选择反向恢复时间小于等于 35 ns 且恢复电荷足够低的器件，使其不会向过冲区域注入电流。

将钳位电平调整至比设计输出电压高 5% 到 8%。这样可以保护电容器免受瞬态峰值的影响，而不会在普通脉冲期间使二极管导通。

策略 5：两个位置都选择低静电放电电容器

耦合和负载位置应使用漏感低于 30 nH 的电容器，这样它们的自身电感就不会增加变压器的漏感。 薄膜电容器 在确定布局之前，值得用相同的波形来比较 N4700 陶瓷器件和另一种器件。

指定温度系数为±30 ppm/°C，以确保电容值（从而谐振频率）不随温度漂移。将损耗因子保持在0.1%以下，使电容器对总损耗的贡献极小，从而保证阻尼设计的有效性。

策略 6：将两种寄生生物都纳入系统模型

使用阻抗分析仪测量 100 kHz 至 10 MHz 范围内的漏感和绕组电容。将测量值代入网络模型，模拟整个系统的上升时间、过冲和振铃。

反复调整变压器设计、阻尼电阻和钳位电阻，直到模拟波形满足规格要求，然后在装配过程中进行确认。

组件参数	典型值	测试条件
额定电压（HVCT8G系列）	10 kV DC	高压1.5倍，持续60秒
电容量	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz，1 V rms
1 MHz 下的 ESR	低于 50 mΩ	-
回路电感（E40弦）	低于 8 nH	端子间距 40 毫米
绝缘电阻	500V直流电压下电阻大于10GΩ	25℃，60%相对湿度
温度范围	−40 °C 至 +125 °C	IEC 60068-2系列
脉冲dv/dt能力	高于 50 kV/µs	额定电压

5. 用于脉冲变压器二次侧的HVC N4700电容器

该节点的选择主要受四个要求驱动：漏感足够低，以避免增加已达数百纳亨的漏感；温度系数足够小，以保证谐振频率稳定；损耗因子足够低，阻尼由电阻器提供；局部放电足够低，以吸收过冲。HVC 在东莞拥有一座 6,000 平方米的自有工厂，生产符合该要求的产品，电压范围从 1 kV 到 150 kV。

这里需要考虑的六个参数

• 由于短而宽的电流路径，漏感低于 30 nH，因此电容器不会受到 200 nH 到 500 nH 漏感的影响，从而保证了变压器的上升时间不受影响。
• ±30 ppm/°C 的温度系数使电容（因此振铃频率）在工作范围内保持恒定，从而使阻尼设计保持有效。
• N4700 介电常数低于 0.1% 的介质将变压器的阻尼交给外部电阻器，这是工程师可以调节的变量。
• 100% 局部放电测试在 5 pC 或以下，可检测过冲和振铃，这些过冲和振铃会使器件在每个脉冲时比标称值高出 15% 到 25%。
• HVRGHP ESL 低于 10 nH 的阻尼电阻和恢复时间为 25 ns 至 35 ns 的快速恢复钳位二极管与电容器组成合格的阻尼次级组。
• 耐压高达 40 kV 的螺钉端子电容器体已被证实可替代日本村田螺钉式电容器，用于光源现场维修项目。HVC 部件的参数与以下参数相符： 村田TDK 和 Vishay 高压系列。

交付和支持

标准件的交货期为 4 至 8 周，配套变压器二次侧组件的交货期为 6 至 10 周。HVC 应用工程支持变压器寄生参数特性分析、阻尼和钳位设计审查以及低等效串联电阻 (ESL) 电容器的选择。

请提供匝数比、二次电压、漏感、绕组电容、上升时间和布局图。HVC 将在五个工作日内返回所建议封装的等效串联电感 (ESL) 值、阻尼电阻值、钳位电平以及两套样品评估套件。

6. 常见问题

问题1：为什么漏感会随着额定电压的增加而增大？

额定电压决定绝缘厚度，而绝缘厚度决定绕组之间的距离。30 kV 的隔离栅需要 2 mm 或更厚的聚酰亚胺层，泄漏电流 L_leak ≈ (μ₀ × N² × 平均匝长 × 填充因子) / (3 × 绕组高度) 随绕组间距的增加而增大。交错扇区可以恢复 50% 到 70% 的泄漏电流。

Q2：我应该围绕哪个共振进行设计？

两者皆是。相对于绕组电容，数值很小：53 MHz 时，300 nH 的漏电流会产生 30 pF 的环路，这会导致前端失真并引发局部放电。而对于 20 nF 的耦合电容，同样的漏电流环路在 2.5 MHz 时出现，表现为持续数百纳秒的可见拖尾。两者都需要各自的阻尼和钳位电路。

Q3：变压器会给电容器增加多少过冲？

足以使次级输出电压比设计输出电压高出 20%，并在耦合电容和负载电容上产生 15% 至 25% 的额外瞬态电压。峰值电压遵循 V_peak / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²))，因此，使用初级阻尼电阻将 ζ 提高到 0.5 或 0.6 可以将其控制在 10% 以下。

Q4：接地护盾有什么作用？

它为位移电流提供了一条局部回流路径。如果没有它，I_cmem = C_inter × dV/dt 会在 20 pF 的电容和 1 kV/ns 的电压下，将 20 A 的电流持续 5 ns 输出到地平面，而 100 mΩ 的地阻抗会将该电流转换为触发输入端的 2 V 电压。有了屏蔽罩，电流就会返回到初级侧。

Q5：次级电容器的哪些参数比较重要？

ESL 低于 30 nH，因此该部件不会增加漏感；温度系数接近 ±30 ppm/°C，因此振铃频率不会漂移；DF 低于 0.1%，因此阻尼电阻器可以控制回路；局部放电低于 5 pC，因此过冲不会腐蚀介质。

Q6：如何确认内置单元的寄生参数？

使用阻抗分析仪测量 100 kHz 至 10 MHz 频率范围内的漏感和绕组电容，然后将测量值代入网络模型。将仿真得到的上升时间、过冲和振铃波形与组装后的脉冲发生器的波形进行比较。二者之间的差异表明模型未捕捉到的布局部分。

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